調(diào)制是為了傳送信息(如在電報(bào)、電話、無線電廣播或電視中)而對周期性或斷續(xù)變化的載波或信號的某種特征(如振幅、頻率或相位)所作的變更。下面小編給大家分享一些模擬調(diào)制技術(shù)論文，大家快來跟小編一起欣賞吧。

　　模擬調(diào)制技術(shù)論文篇一

　　基于DDS幅相調(diào)制的多點(diǎn)目標(biāo)回波模擬技術(shù)

　　摘 要： 基于單片DDS器件AD9910，設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了多目標(biāo)雷達(dá)回波模擬器。討論了LFM多目標(biāo)回波信號的特征，并結(jié)合AD9910器件功能，提出了采用DDS頻率掃描模式產(chǎn)生LFM信號，同時通過DDS并行數(shù)據(jù)端口輸入幅相調(diào)制信息，模擬產(chǎn)生多目標(biāo)LFM回波。經(jīng)過對仿真和實(shí)測數(shù)據(jù)的分析，驗(yàn)證了方法的有效性。所提方法設(shè)計(jì)簡單，信號質(zhì)量良好，不增加額外硬件即可實(shí)現(xiàn)多點(diǎn)目標(biāo)模擬功能，在雷達(dá)系統(tǒng)調(diào)試方面具有重要的應(yīng)用價(jià)值。

　　關(guān)鍵詞： DDS; 多目標(biāo); LFM; 頻率掃描模式

　　中圖分類號： TN957.51?34 文獻(xiàn)標(biāo)識碼： A 文章編號： 1004?373X(2013)19?0020?04

　　0 引 言

　　由于DDS[1]具有信號模式控制靈活、輸出帶寬大、頻率轉(zhuǎn)換速度快、重復(fù)性好等突出優(yōu)點(diǎn)[2]，在現(xiàn)代雷達(dá)技術(shù)領(lǐng)域應(yīng)用非常廣泛。寬帶線性調(diào)頻信號的產(chǎn)生是其在雷達(dá)系統(tǒng)中的一種典型應(yīng)用。

　　隨著雷達(dá)系統(tǒng)功能的日趨多功能化和復(fù)雜化，工程師在雷達(dá)系統(tǒng)調(diào)試方面面臨巨大的挑戰(zhàn)。傳統(tǒng)的通用測量儀器已經(jīng)滿足不了諸如SAR等復(fù)雜成像雷達(dá)系統(tǒng)的調(diào)試需求。在此背景下，回波模擬器應(yīng)運(yùn)而生，其中，寬帶線性調(diào)頻信號(LFM)體制雷達(dá)的復(fù)雜目標(biāo)回波模擬器就是一類典型應(yīng)用。

　　本文研究了以單片DDS器件來產(chǎn)生多點(diǎn)目標(biāo)LFM回波的方法。此方法基于DDS的頻率掃描模式，同時利用其可輸入的相位調(diào)制和外部控制幅度調(diào)制功能。本文在分析利用單片DDS產(chǎn)生多目標(biāo)回波機(jī)理的同時，進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，所提方法具有設(shè)計(jì)簡單、易實(shí)現(xiàn)等特點(diǎn)，彌補(bǔ)了以往DDS芯片“搭積木”[3]式多點(diǎn)目標(biāo)模擬器結(jié)構(gòu)復(fù)雜、功耗高的不足。

　　1 DDS基本原理

　　簡單來說，DDS的原理就是根據(jù)相位值直接查表，從而得到對應(yīng)的數(shù)字波形幅值，經(jīng)DAC后轉(zhuǎn)變成模擬信號。DDS主要由相位累加器、波形存儲器和數(shù)模轉(zhuǎn)換器組成。相位累加器是在頻率調(diào)諧字的作用下，實(shí)現(xiàn)相位的逐級累加;當(dāng)相位累加器產(chǎn)生一次2π溢出時，即完成一個周期性的波形產(chǎn)生。波形存儲器中存儲了一個周期的波形幅度值，完成信號的相位到幅度的轉(zhuǎn)化。從理論上講，波形存儲器可以存儲周期性的任意波形[4?5]。D/A轉(zhuǎn)換器的作用是把已合成波形的數(shù)字量轉(zhuǎn)換成模擬信號。DDS信號產(chǎn)生過程主要包含[6?7]：

　　(1)以頻率控制字和系統(tǒng)時鐘，產(chǎn)生量化的相位序列。此過程一般由相位累加器實(shí)現(xiàn)。

　　(2)從離散量化的相位序列產(chǎn)生對應(yīng)的離散余弦信號幅度序列，此過程由波形存儲器尋址完成。

　　圖1是DDS的結(jié)構(gòu)簡圖。圖中，F(xiàn)TW(Frequency Tuning Word)、POW(Phase Offset Word)、ASF(Amplitude Scale Factor)、[fc]分別為DDS的頻率調(diào)諧字、相位偏移字、振幅比例因子和工作時鐘頻率。相位累加器將FTW與上一時鐘周期的相位累加，并與POW相加。同時相位累加器的累加值反饋到相位累加器輸入端，作為下一周期的初值。然后，DDS根據(jù)累加值與POW的和作為波形存儲器的地址進(jìn)行尋址，從而獲得相對應(yīng)的波形幅度值。該幅度值與幅度控制字ASF相乘后，得到最終輸出的波形幅度。該數(shù)字量經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換器后即可得到所需波形。

　　由DDS的工作過程可知，DDS每個時鐘的相位增量由相位偏移字POW和頻率調(diào)諧字FTW共同確定。即FTW和POW共同決定輸出信號的頻率。另外，還可以通過控制POW，實(shí)現(xiàn)DDS輸出相位增量的變化，從而實(shí)現(xiàn)相位調(diào)制功能。再者，通過調(diào)節(jié)ASF，還可以實(shí)現(xiàn)幅度調(diào)制功能。

　　在DDS芯片中，有專用的頻率掃描模式用于產(chǎn)生LFM信號。在該工作模式下，只需設(shè)置對應(yīng)的DDS的工作參數(shù)，DDS芯片內(nèi)部的數(shù)字斜坡發(fā)生器(Digital Ramp Generator，DRG)就會產(chǎn)生相應(yīng)調(diào)制參數(shù)，控制DDS輸出LFM信號。

　　而且，DDS芯片還有一種并行數(shù)據(jù)工作模式，在該工作模式下，控制參數(shù)直接由多位并行數(shù)據(jù)端口輸入，方便用戶控制輸出信號的調(diào)制信息。但是在此模式下，并行端口數(shù)據(jù)的時鐘頻率較DDS的系統(tǒng)工作時鐘低得多。另外，還可以通過設(shè)置DDS內(nèi)部的ASF寄存器和外部控制管腳OSK實(shí)現(xiàn)幅度調(diào)制功能。頻率掃描模式、并行數(shù)據(jù)工作模式和幅度調(diào)制功能可以同時工作，這為產(chǎn)生復(fù)雜信號提供了可能。

　　2 多點(diǎn)目標(biāo)LFM回波產(chǎn)生方法

　　2.1 多點(diǎn)目標(biāo)LFM回波特征

　　單脈沖線性調(diào)頻脈沖信號的歸一化復(fù)數(shù)表達(dá)式可寫成[8]：

　　的點(diǎn)頻信號的疊加;即由式(7)可知：多目標(biāo)回波是在原有線性調(diào)頻信號的基礎(chǔ)上，疊加了[N]個點(diǎn)頻信號的相位調(diào)制信息，并且該部分的信號帶寬受各個目標(biāo)間的相對時延值的制約，當(dāng)[Δti]之間的差值較小時，該相位調(diào)制部分是一個窄帶信號。

　　本文主要討論多點(diǎn)目標(biāo)回波間有脈內(nèi)重疊的情況，即目標(biāo)之間相對延時較小，所以[i=1NΓi·rectt-ΔtiT?exp-jπBTtΔti]分量為低頻、窄帶信號。因此，此分量的調(diào)制信息能以很小的采樣率采樣并無失真的恢復(fù)，將此分量的采樣數(shù)據(jù)調(diào)制到LFM信號上即可得到多目標(biāo)回波。

　　2.2 多目標(biāo)回波DDS產(chǎn)生方法

　　由上一節(jié)的分析可知：多目標(biāo)的LFM回波可以表示為一個LFM信號被一個窄帶信號所調(diào)制的形式。這樣，可以結(jié)合DDS的特點(diǎn)，以DDS頻率掃描模式產(chǎn)生[s∑(t)]中線性調(diào)頻信號，并控制POW，以并行數(shù)據(jù)端口模式形成窄帶相位調(diào)制信號，并以幅度調(diào)制功能去除多余時間段上的信號，從而形成多目標(biāo)LFM回波。但是，針對多目標(biāo)回波，相位調(diào)制端口的更新率要求較為復(fù)雜。這是由于式(7)中，相位調(diào)制項(xiàng)與線性調(diào)頻項(xiàng)是相乘的關(guān)系。因此較難在理論上確定該端口所需的更新率。但可以采用計(jì)算機(jī)仿真的手段，予以分析。本文即通過仿真論證來選取合適的端口更新率的。此外，調(diào)制信息的量化精度也會影響多目標(biāo)回波產(chǎn)生的性能。較高的位寬當(dāng)然可以改善所產(chǎn)生信號的性能，但是卻對DDS的內(nèi)部存貯量提出了更高的要求。對此，本文也采用仿真驗(yàn)證的方式，選擇合適的量化位數(shù)。 　　綜上所述，基于單片DDS產(chǎn)生多點(diǎn)目標(biāo)回波的具體流程如下：

　　(1)在一定采樣率下，利用Matlab計(jì)算給定數(shù)目和延時的多目標(biāo)回波，并對回波信號進(jìn)行歸一化;

　　(2)提取回波信號的相位信息。將回波信號的相位與原LFM信號的相位相減、求模即可得到相位調(diào)制序列;

　　(3)將相位調(diào)制序列降采樣至并行端口模式的時鐘速率，并進(jìn)行量化，形成并行數(shù)據(jù)端口輸入的POW數(shù)據(jù);

　　(4)設(shè)置DDS工作在所需參數(shù)的頻率掃描模式，并將量化后的幅度、相位序列等信息輸入給DDS，對DDS的輸出信號進(jìn)行低通濾波處理。

　　2.3 仿真驗(yàn)證

　　本節(jié)將從仿真的角度驗(yàn)證上述方法的可行性。此外，通過仿真分析POW的時鐘速率和數(shù)據(jù)相位量化位數(shù)對信號模擬性能的影響，以選擇合適的并行端口時鐘速率和相位量化位數(shù)。

　　首先，驗(yàn)證方法的可行性。仿真中采用的信號形式為中心頻率[f0]=60 MHz，帶寬[B]=20 MHz，時寬[T]=4 μs的LFM信號，采樣頻率為1 000 MHz，POW時鐘速率[fPOW]=125 MHz，相位量化[Q]位數(shù)為8 b，三點(diǎn)目標(biāo)相對于發(fā)射信號的時延為1 μs，[43]μs，2 μs。

　　基于2.2節(jié)中描述的過程，將得到的量化后的相位序列，插值到采樣率為1 000 MHz的相位序列;然后，將其與起始頻率為50 MHz，調(diào)頻率為[5×1012 s-2]的線性調(diào)頻信號的相位序列求和，取模值，得到輸出信號的相位序列。最后，以相位序列和幅度序列合成余弦信號序列，并進(jìn)行低通濾波處理，得到形成仿真回波。

　　同時，采用Matlab分別計(jì)算這三點(diǎn)目標(biāo)回波并疊加(采樣頻率為1 000 MHz)，形成了理想的回波信號。圖2就是這兩組回波——理想回波與仿真回波的脈壓結(jié)果的比較圖。

　　實(shí)線、點(diǎn)線分別表示理想回波和仿真回波的脈沖壓縮結(jié)果?？梢钥闯?，兩組回波的脈沖壓縮結(jié)果在回波目標(biāo)位置和幅度、主瓣寬度、峰值旁瓣比等方面一致性很好。良好的一致性說明了在滿足采樣定律的情況下，可以通過不同的采樣頻率分別將兩部分：線性調(diào)頻信號部分和相位調(diào)制部分分別采樣，而其脈壓結(jié)果不會受到影響。這進(jìn)一步驗(yàn)證了本文所提出的：以DDS的頻率掃描模式產(chǎn)生回波中LFM部分，以并行數(shù)據(jù)端口模式輸入相位調(diào)制信息產(chǎn)生多個點(diǎn)目標(biāo)回波方法的有效性。

　　下面仿真研究不同POW更新速率對模擬結(jié)果的影響。其他仿真條件不變，POW更新速率分別取125 MHz(點(diǎn)線表示)和62.5 MHz(‘+’表示)。將這兩組數(shù)據(jù)的脈沖壓縮結(jié)果與理想回波的進(jìn)行對比，結(jié)果如圖3所示。

　　三組回波的脈沖壓縮結(jié)果在3個點(diǎn)目標(biāo)回波的位置和幅度、主瓣寬度、峰值旁瓣比等方面基本一致。由此可知，在滿足采樣定律的情況下POW更新速率的提高對信號的仿真結(jié)果無較大影響;同時也間接說明此方法中對疊加的[N]個單頻信號的調(diào)制信息能以很小的采樣率采樣并無失真的恢復(fù)?？梢赃@么理解，多點(diǎn)目標(biāo)回波信號的高頻變化部分由DDS的頻率掃描模式實(shí)現(xiàn)，其采樣是基于相位量化機(jī)理來實(shí)現(xiàn)的;而附加的幅相調(diào)制信息帶寬較小，所需的采樣率(POW更新率)可以較低。

　　下面仿真研究數(shù)據(jù)量化位數(shù)對此方法性能的影響。其余仿真條件不變，POW更新速率取為125 MHz，將數(shù)據(jù)量化位數(shù)分別取為4 b(點(diǎn)線表示)和8 b(‘+’表示)的脈沖壓縮結(jié)果與理想回波(連續(xù)曲線表示)的進(jìn)行對比，結(jié)果如圖4所示。

　　由圖4可以看出，三組信號的脈壓結(jié)果在目標(biāo)位置和幅度方面基本一致;而在目標(biāo)副瓣方面，數(shù)據(jù)量化位數(shù)為8 b的仿真數(shù)據(jù)的脈壓結(jié)果和理想回波的基本一致，而數(shù)據(jù)量化位數(shù)為4 b的與理想回波的有較大差距。由此得出結(jié)論，數(shù)據(jù)量化位數(shù)會嚴(yán)重影響此方法性能。

　　3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

　　在仿真驗(yàn)證的基礎(chǔ)上，本文進(jìn)一步通過實(shí)測驗(yàn)證此方法的實(shí)際性能。本實(shí)驗(yàn)中，選用DDS芯片為ANALOG DEVICES公司的 AD9910，該芯片的無雜散動態(tài)范圍可達(dá)80 dBc，相位噪聲達(dá)到140 dBc/Hz，工作時鐘頻率可以達(dá)到1 000 MHz，頻率分辨率可達(dá)到0.23 Hz，輸出信號頻率最高400 MHz，有4種工作模式，可以滿足實(shí)驗(yàn)的需要，外部輸入的POW的速率[10]最大為250 MHz。

　　在實(shí)驗(yàn)中，基本信號形式為載頻60 MHz、帶寬20 MHz、時寬4 μs、采樣率125 MHz、相位量化精度8 b的LFM信號。仿真3個點(diǎn)目標(biāo)回波，其時延分別為0 μs，0.333 6 μs，0.533 6 μs(為簡化實(shí)驗(yàn)，又不影響實(shí)驗(yàn)結(jié)果，將目標(biāo)回波的起始位置作為回波信號的零點(diǎn))。實(shí)驗(yàn)開始時，首先將經(jīng)量化后的幅度數(shù)據(jù)和相位序列作為原始數(shù)據(jù)輸入給AD9910芯片，并設(shè)置其頻率掃描模式的相關(guān)參數(shù)，使AD9910按文中所提的方法產(chǎn)生輸出信號。然后，用示波器記錄AD9910輸出的波形數(shù)據(jù)(采樣率1.25 GHz)。最后將AD9910輸出的多目標(biāo)回波數(shù)據(jù)經(jīng)過脈沖壓縮的結(jié)果同理想仿真數(shù)據(jù)的做比較，實(shí)驗(yàn)所得結(jié)果如圖5所示。

　　從圖5中可知，3個點(diǎn)目標(biāo)回波仿真數(shù)據(jù)的脈沖壓縮結(jié)果和實(shí)測數(shù)據(jù)的脈沖壓縮結(jié)果在位置和幅度上基本保持一致，尤其在PSLR大于30 dB的區(qū)域，兩者具有良好的一致性。然而，從圖中也能看出，在PSLR小于30 dB的區(qū)域，兩者吻合程度并不好。實(shí)測數(shù)據(jù)往往具有較高的副瓣電平，這是由實(shí)際測試系統(tǒng)中的一些不理想因素造成的。但是，對于實(shí)際雷達(dá)調(diào)試而言，基本可以滿足使用要求。由此得到結(jié)論，本文提出的多目標(biāo)回波仿真方法在一定誤差范圍內(nèi)能很好地模擬原始信號，且性能優(yōu)良。

　　4 結(jié) 論

　　本文針對線性調(diào)頻脈沖體制信號，分析了多目標(biāo)回波信號的幅度和相位特性，并提出一種基于DDS的頻率掃描模式產(chǎn)生LFM信號，并通過幅相調(diào)制引入多目標(biāo)的幅度和相位信息的回波產(chǎn)生方法。仿真結(jié)果表明，此方法產(chǎn)生回波的脈沖壓縮結(jié)果和理想結(jié)果基本一致，有很好的目標(biāo)檢測性能;說明此方法能夠很好地模擬LFM的多目標(biāo)回波信號。同時，經(jīng)過實(shí)測驗(yàn)證，本文提出的方法不僅能很好地完成預(yù)想功能，而且具有結(jié)構(gòu)簡單，功耗低等優(yōu)勢，應(yīng)用前景廣闊。 　　參考文獻(xiàn)

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